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将TNY279 电源芯片作为开关电源的控制芯片，效果如何？

本文设计了一种基于TNY279 的大功率LED驱动电源电路 ， 分析了其工作原理和设计方法 ， 反馈环节采用恒压恒流双环的设计 ， 保证输出电压和输出电流的恒定 ， 同时在开环故障下能够自动关闭 ， 保护负载 ， 有效的减少了对LED 光源的损害 ， 提高LED 的使用寿命 。同时转换效率也在83%以上 ， 并满足国际标准中对谐波含量的要求 。经验证电路能够输出预期的效果 。
【将TNY279 电源芯片作为开关电源的控制芯片，效果如何？】 LED光源作为一种新型绿色光源 ， 由于其具有耗电量低、寿命长、反应速度快、高效节能等优点 ， 已被越来越广泛的应用 。在同样亮度下 ， LED 光源耗电量仅为普通白炽灯的十分之一 ， 而寿命却可以延长100 倍 。但其寿命很大程度上决定于驱动电源 ， 因此一种可靠的、转换效率高的、寿命长的LED 驱动电源对于LED 光源至关重要 。
下文一种LED 光源驱动电路 ， 介绍了设计原理和方法 ， 采用电压和电流双环反馈 ， 能够输出恒定的电压和电流 ， 并且具有开环保护负载的功能 ， 能有效提高LED 光源的使用寿命 。
1 芯片介绍
本设计采用TNY279 电源芯片作为开关电源的控制芯片 ， TNY279 电源芯片在一个器件上集成了一个700V 高压MOSFET 开关和一个电源控制器 ， 与普通的PWM 控制器不同 ， 它使用简单的开/关控制方式来稳定输出电压 。控制器包括一个振荡器、使能电路、限流状态调节器、5.8V 稳压器、欠电压即过电压电路、限流选择电路、过热保护、电流限流保护、前沿消隐电路 。该芯片具有自动重启、自动调整开关周期导通时间及频率抖动等功能 。
2 电路的工作原理分析
电源的核心部分采用反激式变换器 ， 结构简单 ， 易于实现 。整体设计电路图如图1 。
2.1 输入整流滤波电路
考虑到成本、体积等因素 ， 改善谐波采用无源功率因数校正电路 ， 主要是通过改善输入整流滤波电容的导通角方式来实现 。具体方法是在交流进线端和整流桥之间串联电感 ， 如图1 所示C1、C2、L1、L2 组成一个π 型电磁干扰滤波器 ， 并使用填谷电路填平电路 ， 减小总谐波失真 。填谷电路由D1、D2、、D3、C3、C4、R3 组成 ， 限制50Hz 交流电流的3 次谐波和5 次谐波 。
经整流及滤波的直流输入电压被加到T1 的初级绕组上 。U1(TNY279)中集成的MOSFET 驱动变压器初级的另一侧 。二极管D4、C5、R6 组成钳位电路 ， 将漏极的漏感关断电压尖峰控制在安全值范围以内 。齐纳二极管箝位及并联RC 的结合使用不但优化了EMI ， 而且更有效率 。
2.2 高频变压器设计
TNY279 完全可以自供电的 ， 但是使用偏置绕组 ， 可以实现输出过压保护 ， 在反馈出现开环故障时能够保护负载 ， 有效地减少对LED 光源的产生的损害 ， 在本设计中采用偏置绕组 ， 如图1 ， 同时可由更低的偏置电压向芯片供电 ， 抑制了内部高压电流源供电 ， 在空载时功耗可降低到40MW 以下 。Y 电容可降低电磁干扰 。
2.3 反馈电路设计
次级采用恒流恒压双环控制 。NCS1002 是一款恒流恒压次级端控制器 。如图2 所示 ， 它的内部集成了一个2.5V 的基准和两个高精度的运放 。
图2 NCS1002 芯片内部结构
电压基准和运放1 是电压控制环路的核心 。运放2 则是一个独立运放 ， 用于电流控制 。在本设计中 ， 电压控制环路用于保证输出电压的稳定 ， 电流反馈控制环路检测LED 平均电流 ， 即电路中R17 上的电流 ， 将其转换成电压和2.5V基准比较 ， 并将误差反馈到TNY279 中来调整导通 。
具体的工作原理是：NCS1002 调节输出的电压值 ， 当输出电压超过设定电压值时 ， 电流流向光耦LED ， 从而下拉光耦中晶体管的电流 。当电流超过TNY279 的使能引脚的阈值电流时 ， 将抑制下一个周期 ， 当下降的电压小于反馈阈值时 ， 会使能一个开关周期 ， 通过调节使能周期的数量 ， 对输出电压进行调节 ， 同样 ， 当通过检测到R16上的电流即输出电流大于设定的值时 ， 电流通过另一个二极管下拉光耦LED 中晶体管的电流 ， 达到抑制TNY279 的下一个周期的目的 ， 当输出电流小于设定电流时会使能一个开关周期 ， 通过这样的反馈调节机制 ， 能使得输出的电压和电流都处于稳定的状态 。
当反馈电路出现故障时 ， 即在开环故障时 ， 偏置电压超过D9 与旁路/多功能引脚电压时 ， 电流流向BP/M 引脚 。当此电流超过ISD(关断电流)时TNY279 的内部锁存关断电路将被激活 ， 从而保护负载 。由于使用了偏置绕组将电流送入BP/M引脚 ， 抑制了内部高电压电流源 ， 这样的连接方式将265VAC 输入时的空载功耗降低到40MW有效的降低功耗 。
3 电路的参数
3.1 输入输出参数
输入电压(AC)： 85～265 V
频率：50Hz
输出电压： 12V
输出电流：1.67A
输出功率：20W
3.2 变压器参数计算
在最低电网电压为85V 时 ， 最小的直流输入电压V MIN  ， 可通过下式计算：
式中 ， ACMIN  ， PK V 是最小输入电压的峰值 ， W IN 是电容的放电能量 ， 其中：
放电能量IN W 等于需要的峰值输出功率OPK P 和放电时间/ 2tLT的乘积：
式中 ，  c t 为整流二极管的导通时间 ， 假设为3 ms ， L T 为20 ms ， η 为转换效率 。计算得IN V 大约为88 V 。
在设计变压器时 ， 考虑到开关电源在整个范围内其磁通是不连续的 。在最小输入电压时的最大占空比为 DMAX = 0.5 。
初级感应电动势R V 是通过初级线圈的次级电压的感应值 ， 可以由下式计算：
VDS可以忽略 ， 则VR=88V 。
初级电流的最大峰值PKMAX I 和最大输出功率POMAX 成正比：
可计算得IPKMAX =1.16A 。
初级电感L1的计算 。初级电感可以由回扫变压器的能量方程确定：
开关频率大约132 kHz ， 所以计算得L1 = 891μH 。
在不连续模式下 ， 磁芯最大磁通密度通常受磁芯损耗的限制 ， 为了使磁芯损耗保持在可接受的范围内 ， 对于本设计采用EF25 的磁芯 ， 选择BMAX= 0.4 特斯拉来计算初级线圈的匝数N1 。
式中 ，  MIN A 是磁芯的最小横截面积 。对于EF25 ， AMIN = 52.5 mm2 ， N1 = 85 。
同样根据设计要求计算得：
次级N2 = 8 ， 采用两个并联绕组;偏置绕组N3 = 9 ， 采用两个并联绕组 。
3.3 变压器的绕制
初级绕组以引脚2 作为起始引脚 ， 绕85 圈(x1 线) ， 在2 层中从左向右 。在第1 层结束时 ， 继续从右向左绕下一层 。在最后一层上 ， 使绕组均匀分布在整个骨架上 。以引脚1 作为结束引脚 ， 添加1 层胶带以进行绝缘 。
偏置绕组以引脚4 作为起始引脚 ， 绕9 圈(x 2线) 。沿与初级绕组相同的旋转方向进行绕制 。使绕组均匀分布在整个骨架上 。以引脚3 作为结束引脚 ， 添加3 层胶带以进行绝缘 。
次级绕组以引脚7 作为起始引脚 ， 绕8 圈(x 2线) 。使绕组均匀分布在整个骨架上 。沿与初级绕组相同的旋转方向进行绕制 。以引脚6 作为结束引脚 ， 添加2 层胶带以进行绝缘 。

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