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开关电源组件的设计考虑因素

开关频率优化
一般来讲，开关频率越高，输出滤波器元件 L 和 CO 的尺寸越小 。因此，可减小电源的尺寸，降低其成本 。带宽更高也可以改进负载瞬态响应 。但是，开关频率更高也意味着与交流相关的功率损耗更高，这需要更大的电路板空间或散热器来限制热应力 。目前，对于 ≥10A 的输出电流应用，大多数降压型电源的工作频率范围为 100kHz 至 1MHz ~ 2MHz 。对于<10A 的负载电流，开关频率可高达几 MHz 。每个设计的   频率都是通过仔细权衡尺寸、成本、效率和其他性能参数实现的 。
输出电感选择
在同步降压转换器中，电感峰峰值纹波电流可计算如下：
在给定开关频率下，低电感提供大纹波电流并产生大输出纹波电压 。大纹波电流也会增加 MOSFET RMS 电流和传导损耗 。另一方面，高电感意味着电感尺寸大，电感 DCR 和传导损耗也可能较高 。通常，在选择电感时，会选择超过   直流电流比的 10% ~ 60%峰峰值纹波电流 。电感供应商通常指定 DCR、RMS（加热）电流和饱和电流额定值 。在供应商的   额定值内设计电感的   直流电流和峰值电流非常重要 。
功率 MOSFET 选择
为降压转换器选择 MOSFET 时，首先确保其    VDS 额定值高于具有足够裕量的电源 VIN(MAX) 。但是，不要选择额定电压过高的 FET 。例如，对于 16VIN(MAX)电源，额定值为 25V 或 30V 的 FET 非常适合 。额定值为 60V 的 FET 的电压过高，因为 FET 的导通电阻通常随额定电压的增加而增加 。接下来，FET 的导通电阻 RDS(ON)和栅极电荷 QG（或 QGD）是两个   重要的参数 。通常需要在栅极电荷 QG 和导通电阻 RDS(ON)之间进行取舍 。一般而言，硅芯片尺寸小的 FET 具有低 QG、高导通电阻 RDS(ON)，而硅芯片尺寸大的 FET 具有低 RDS(ON)和大 QG 。在降压转换器中，顶部 MOSFET Q1 同时吸收了传导损耗和交流开关损耗 。Q1 通常需要低 QG FET，特别是在具有低输出电压和小占空比的应用中 。低压侧同步 FET Q2 的交流损耗较小，因为它通常在 VDS 电压接近零时导通或关断 。在这种情况下，对于同步 FET Q2，低 RDS(ON)比 QG 更重要 。如果单个 FET 无法处理总功率，则可并联使用多个 MOSFET 。
输入和输出电容选择
首先，应选择具有足够电压降额的电容 。
降压转换器的输入电容具有脉动开关电流和大纹波电流 。因此，应选择具有足够 RMS 纹波电流额定值的输入电容以确保使用寿命 。铝电解电容和低 ESR 陶瓷电容通常在输入端并联使用 。
输出电容不仅决定输出电压纹波，而且决定负载瞬态性能 。输出电压纹波可以通过公式(15)计算 。对于高性能应用，要尽量减少输出纹波电压并优化负载瞬态响应，ESR 和总电容都很重要 。通常，低 ESR 钽电容、低 ESR 聚合物电容和多层陶瓷电容(MLCC)都是不错的选择 。
关闭反馈调节环路
开关模式电源还有一个重要的设计阶段——通过负反馈控制方案关闭调节环路 。这项任务通常比使用 LR 或 LDO 更具有挑战性 。它需要充分了解环路行为和补偿设计，通过稳定环路来优化动态性能 。
降压转换器的小信号模型
如前所述，开关转换器随开关开启或关闭状态改变工作模式 。它是一个分立式非线性系统 。要使用线性控制方法来分析反馈环路，需要进行线性小信号建模[1][ 3] 。由于输出 L-C 滤波器，占空比 D 至输出 VO 的线性小信号转换函数实际上是一个具有两个极点和一个零点的二阶系统，如公式(16)所示 。在输出电感和电容的谐振频率处有两个极点 。有一个由输出电容和电容 ESR 决定的零点 。
其中，
电压模式控制与电流模式控制
输出电压可由闭环系统调节，如图 11 所示 。例如，当输出电压增加时，反馈电压 VFB 增加，而负反馈误差放大器的输出减少 。因此，占空比减小 。输出电压被拉回，使 VFB = VREF 。误差运算放大器的补偿网络可能是 I 型、II 型或 III 型反馈放大器网络[3] [ 4] 。只有一个控制环路来调节输出 。这种方案称为电压模式控制 。ADI LTC3775 和 LTC3861 是典型的电压模式降压控制器 。
图 12 显示使用 LTC3775 电压模式降压控制器的 5V 至 26V 输入、1.2V/15A 输出同步降压电源 。由于 LTC3775 具有先进的 PWM 调制架构和极低(30ns)的   短导通时间，因此该电源适合将高电压汽车或工业电源转换为当今微处理器和可编程逻辑芯片所需的 1.2V 低电压的应用 。高功率应用需要具有均流功能的多相降压转换器 。使用电压模式控制，需要额外的均流环路来平衡并联降压通道中的电流 。用于电压模式控制的典型均流法是主从法 。LTC3861 就是这样一款 PolyPhase?电压模式控制器 。其±1.25mV 的超低电流检测失调电压使得并联相位之间的均流非常   ，从而平衡热应力 。[10]
图 11. 电压模式控制降压转换器的方框图
图 12.LTC3775 电压模式同步降压电源提供高降压比
电流模式控制使用两种反馈环路：类似于电压模式控制转换器控制环路的外电压环路，以及将电流信号馈送回控制环路的内电流环路 。图 13 显示直接检测输出电感电流的峰值电流模式控制降压转换器的概念方框图 。使用电流模式控制时，电感电流取决于误差运算放大器的输出电压 。电感成为电流源 。因此，从运算放大器输出 VC 到电源输出电压 VO 的转换功能成为单极性系统 。这使环路补偿变得更加简单 。控制环路补偿不太依赖于输出电容 ESR 零点，因此可使用所有陶瓷输出电容 。
电流模式控制还有很多其他优势 。如图 13 所示，由于峰值电感电流受到运算放大器 VC 的逐周期限制，因此电流模式控制系统在过载条件下会更   、更快速地限制电流 。浪涌电感电流在启动过程中也会受到良好的控制 。此外，当输入电压变化时，电感电流不会快速变化，因此电源具有良好的线路瞬态性能 。并联多个转换器时，通过使用电流模式控制，也很容易在电源之间实现均流，这对使用 PolyPhase 降压转换器的可靠高电流应用至关重要 。总而言之，电流模式控制转换器比电压模式控制转换器更可靠 。
电流模式控制方案需要   检测电流 。电流检测信号通常是对开关噪声敏感的数十毫伏电平下的一个小信号 。因此，需要正确仔细地设计 PCB 布局 。通过检测电阻、电感 DCR 压降或 MOSFET 传导压降检测电感电流，可关闭电流环路 。典型的电流模式控制器包括 ADI 公司的 LTC3851A、LTC3855、LTC3774 和 LTC3875 。
图 13. 电流模式控制降压转换器的方框图
恒频与恒定导通时间控制
“电压模式控制与电流模式控制”部分中的典型电压模式和电流模式方案具有由控制器内部时钟产生的恒定开关频率 。轻松同步这些恒定开关频率控制器是高电流 PolyPhase 降压控制器的一个重要特性 。但是，如果负载升压瞬态刚好发生在控制 FET Q1 栅极关断之后，则转换器必须等待整个 Q1 关断时间，直到下一个周期才能响应瞬态 。在占空比较小的应用中，   坏情况下的延迟接近一个开关周期 。
在此类低占空比应用中，恒定导通时间谷值时电流模式控制响应负载升压瞬态的延迟更短 。在稳态操作中，恒定导通时间降压转换器的开关频率几乎是固定的 。如果出现瞬变，开关频率可快速变化以加速瞬态响应 。因此，该电源改进了瞬态性能，并可降低输出电容和相关成本 。
但是，通过恒定导通时间控制，开关频率可能随线路或负载的改变而改变 。ADI 公司的 LTC3833 是具有更复杂的导通时间控制架构的谷值电流模式降压控制器，该架构是恒定导通时间控制架构的变体，区别在于它通过控制导通时间，使开关频率在稳定的线路和负载条件下保持恒定 。使用此架构，LTC3833 控制器具有 20ns 的   短导通时间，并支持 38VIN 至 0.6VO 的降压应用 。该控制器可在 200kHz 至 2MHz 的频率范围内与外部时钟同步 。图 14 显示具有 4.5V 至 14V 输入和 1.5V/20A 输出的典型 LTC3833 电源 。[11]图 15 显示该电源可快速响应突发的高压摆率负载瞬变 。在负载升压瞬态期间，开关频率增加以加快瞬态响应 。在负载降压瞬态期间，占空比降为零 。因此，仅输出电感限制电流压摆率 。除 LTC3833 之外，对于多个输出或 PolyPhase 应用，LTC3838 和 LTC3839 控制器也可提供快速瞬态、多相解决方案 。
图 14. 使用 LTC3833 的快速、控制导通时间电流模式电源
【开关电源组件的设计考虑因素】图 15.LTC3833 电源在快速负载阶跃瞬态期间提供快速响应
环路带宽和稳定性
精心设计的 SMPS 应该没有噪声 。而补偿不足的系统却不是这样，它往往是不稳定的 。补偿不足的电源通常具有以下特征：磁性元件或陶瓷电容会发出噪声、开关波形存在抖动、输出电压振荡等 。过度补偿的系统很稳定，噪声也很小，但瞬态响应慢 。这样的系统在极低频率下（通常低于 10kHz）具有环路交越频率 。瞬态响应慢的设计需要很大的输出电容才能满足瞬态调节要求，从而增加了整体电源成本和尺寸 。出色的环路补偿设计性能稳定、无噪声，但不会过度补偿，因此能够快速响应，使输出电容    。ADI 公司的应用笔记 AN149 文章详细介绍了电源电路建模和环路设计的概念和方法[3] 。对于经验不足的电源设计人员，小信号建模和环路补偿设计可能有难度 。ADI 公司的 LTpowerCAD?设计工具可处理复杂的公式，从而极大地简化了电源设计，尤其是环路补偿设计[5] [ 6] 。LTspice?仿真工具集成了所有 ADI 器件模型，并提供额外的时域仿真以优化设计 。但是，在原型制作阶段，通常需要对环路稳定性和瞬态性能进行基准测试和验证 。
一般而言，闭环电压调节环路的性能由两个重要的值来评估：环路带宽和环路稳定性裕量 。环路带宽由交越频率 fC 量化，在该频率下，环路增益 T(s)等于 1 (0dB) 。环路稳定性裕量通常由相位裕量或增益裕量来量化 。环路相位裕量Φm 定义为总 T(s)相位延迟和交越频率下–180°之间的差异 。增益裕量定义为 T(s)增益和总 T(s)相位等于–180°的频率下 0dB 之间的差异 。对于降压转换器，通常认为 45 度相位裕量和 10dB 增益裕量就够了 。图 16 显示电流模式 LTC3829 12VIN 至 1VO/60A 3 相降压转换器的环路增益的典型波特图 。本例中，交越频率为 45kHz，相位裕量为 64 度 。增益裕量接近 20dB 。
图 16.LTpowerCAD 设计工具可轻松优化环路补偿和负载瞬态响应
（以 3 相、单路输出 LTC3829 降压转换器为例）
适合高电流应用的 PolyPhase 降压转换器
随着数据处理系统越来越大，速度越来越快，其处理器和存储器单元在电压不断降低的情况下需要更大的电流 。在这些高电流下，对电源的需求倍增 。近年来，由于 PolyPhase（多相）同步降压转换器具有高效率和散热均匀性能，因而一直广泛用于高电流、低电压电源解决方案 。此外，借助多相交错降压转换器，可显著减少输入和输出端的纹波电流，从而减少输入和输出电容以及相关的电路板空间和成本 。
在 PolyPhase 降压转换器中，精密电流检测和均流变得非常重要 。良好的均流可确保均匀的散热和较高的系统可靠性 。由于在稳态下和瞬变过程中具有内在均流功能，因此电流模式控制降压转换器通常成为    。ADI 公司的 LTC3856 和 LTC3829 是具有精密电流检测和均流功能的典型 PolyPhase 降压控制器 。对于输出电流为 20A 至 200A 以上的 2 相、3 相、4 相、6 相和 12 相系统，可以菊花链形式连接多个控制器 。
高性能控制器的其他要求
高性能降压控制器还需要许多其他重要特性 。通常需要软启动来控制启动过程中的浪涌电流 。当输出过载或短路时，过流限制和短路闩锁可保护电源 。过压保护功能可保护系统中的昂贵加载装置 。为了尽量减少系统的 EMI 噪声，有时控制器必须与外部时钟信号同步 。对于低电压、高电流应用，远程差分电压检测可补偿 PCB 电阻压降，并   调节远端负载的输出电压 。在具有很多输出电压轨的复杂系统中，还需要在不同电压轨之间进行时序控制和跟踪 。
PCB 布局
元件选择和原理图设计只是电源设计过程中的一部分 。开关电源设计中正确的 PCB 布局始终至关重要 。事实上，其重要性怎么强调都不过分 。良好的布局设计可以优化电源效率，缓解热应力，   重要的是，可以尽可能减少走线和元件之间的噪声和相互影响 。为此，设计人员一定要了解开关电源的电流传导路径和信号流 。通常需要付出很大的努力才能获得必要的经验 。详细讨论参见 ADI 公司的应用笔记 136 和 139 。[7][ 9]
图 17. 使用 LTC3829 的 3 相、单路 VO 高电流降压转换器
选择各种解决方案——分立式、单片式和集成电源
在集成层面，系统工程师可以决定选择分立式、单片式还是全集成式电源模块解决方案 。图 18 显示适合典型负载点电源应用的分立式电源模块解决方案示例 。分立式解决方案使用控制器 IC、外部 MOSFET 和无源元件在系统板上构建电源 。选择分立式解决方案的一个主要原因是元件的物料成本(BOM)低 。但是，这需要良好的电源设计技能，且开发时间相对较长 。单片式解决方案使用带集成电源 MOSFET 的 IC，进一步缩减了解决方案尺寸和元件数 。该解决方案所需的设计技能和开发时间与分立式类似 。全集成式电源模块解决方案可显著减少设计工作、开发时间、解决方案尺寸和设计风险，但元件的 BOM 成本通常更高 。
图 18.(a) 分立式 12VIN 至 3.3V/10A LTC3778 电源；
(b) 全集成式 16VIN、双路 13A 或单路 26A LTM4620 ?Module?降压型稳压器示例
其他基本非隔离式 DC/DC SMPS 拓扑
本应用笔记以降压转换器为例简单说明 SMPS 的设计考虑因素 。但是，至少还有五种其他的基本非隔离式转换器拓扑（升压、降压 - 升压、Cuk、SEPIC 和 Zeta 转换器）和至少五种基本隔离式转换器拓扑（反激、正向、推挽、半桥和全桥），本应用笔记未对这些拓扑进行说明 。每种拓扑都有独特的特性，适用于特定应用 。图 19 显示其他非隔离式 SMPS 拓扑的简化原理图 。
图 19. 其他基本非隔离式 DC/DC 转换器拓扑
还有一些由基本拓扑组合而成的非隔离 SMPS 拓扑 。例如，图 20 显示基于 LTC3789 电流模式控制器的高效率、4 开关同步降压 / 升压转换器 。它采用低于、等于或高于输出电压的输入电压工作 。例如，输入电压范围可以为 5V 至 36V，输出电压可以是经过调节的 12V 。此拓扑是同步降压转换器和同步升压转换器的组合，共用一个电感 。当 VIN > VOUT 时，开关 A 和 B 作为有源同步降压转换器，而开关 C 始终关闭，开关 D 始终开启 。当 VIN < VOUT 时，开关 C 和 D 作为有源同步升压转换器，而开关 A 始终开启，开关 B 始终关闭 。当 VIN 接近 VOUT 时，四个开关均有效工作 。因此，此转换器具有很高的效率，对于典型 12V 输出应用，效率高达 98% 。[12] LT8705 控制器将输入电压范围进一步扩展到 80V 。为了简化设计并增加功率密度，LTM4605/4607/4609 进一步将复杂的降压 / 升压转换器集成到一个易于使用的高密度功率模块中 。[13] 它们可轻松并联，从而分担负载，适合高功率应用 。
图 20. 高效率 4 开关降压 - 升压转换器采用低于、等于或高于输出电压的输入电压工作
总结
总而言之，线性稳压器简单易用 。由于串联调节晶体管以线性模式操作，当输出电压明显低于输入电压时，电源效率通常较低 。线性稳压器（或 LDO）通常具有低电压纹波和快速瞬态响应 。而另一方面，SMPS 将晶体管当作开关使用，因此通常比线性稳压器更高效 。但是，SMPS 的设计和优化更具挑战性，需要更多的背景知识和经验 。对于特定应用，每种解决方案都各有优缺点 。


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