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一种由uc3842控制的boost电路设计

0 引言在实际应用中经常会涉及到升压电路的设计 ， 对于较大的功率输出 ， 如70W以上的DC／DC升压电路 ， 由于专用升压芯片内部开关管的限制 ， 难于做到大功率升压变换 ， 而且芯片的价格昂贵 ， 在实际应用时受到很大限制 。考虑到Boost升压结构外接开关管选择余地很大 ， 选择合适的控制芯片 ， 便可设计出大功率输出的DC／DC升压电路 。
UC3S42是一种电流型脉宽调制电源芯片 ， 价格低廉 ， 广泛应用于电子信息设备的电源电路设计 ， 常用作隔离回扫式开关电源的控制电路 ， 根据UC3842的功能特点 ， 结合Boost拓扑结构 ， 完全可设计成电流型控制的升压DC／DC电路 ， 且外接元器件少 ， 控制灵活 ， 成本低 ， 输出功率容易做到100W以上 ， 具有其他专用芯片难以实现的功能 。
1 UC3842芯片的特点UC3842工作电压为16~30V ， 工作电流约15mA 。芯片内有一个频率可设置的振荡器；一个能够源出和吸入大电流的图腾式输出结构 ， 特别适用于MoSFET的驱动；一个固定温度补偿的基准电压和高增益误差放大器、电流传感器；具有锁存功能的逻辑电路和能提供逐个脉冲限流控制的PWM比较器 ， 最大占空比可达100％ 。另外 ， 具有内部保护功能 ， 如滞后式欠压锁定、可控制的输出死区时间等 。
由UC3842设计的DC／DC升压电路属于电流型控制 ， 电路中直接用误差信号控制电感峰值电流 ， 然后间接地控制PWM脉冲宽度 。这种电流型控制电路的主要特点是：
1）输入电压的变化引起电感电流斜坡的变化 ， 电感电流自动调整而不需要误差放大器输出变化 ， 改善了瞬态电压调整率；
2）电流型控制检测电感电流和开关电流 ， 并在逐个脉冲的基础上同误差放大器的输出比较 ， 控制PWM脉宽 ， 由于电感电流随误差信号的变化而变化 ， 从而更容易设置控制环路 ， 改善了线性调整率；
3）简化了限流电路 ， 在保证电源工作可靠性的同时 ， 电流限制使电感和开关管更有效地工作；
4）电流型控制电路中需要对电感电流的斜坡进行补偿 ， 因为 ， 平均电感电流大小是决定输出大小的因素 ， 在占空比不同的情况下 ， 峰值电感电流的变化不能与平均电感电流变化相对应 ， 特别是占空比 ， 50％的不稳定性 ， 存在难以校正的峰值电流与平均电流的误差 ， 即使占空比《50％ ， 也可能发生高频次谐波振荡 ， 因而需要斜坡补偿 ， 使峰值电感电流与平均电感电流变化相一致 ， 但是 ， 同步不失真的斜坡补偿技术实现上有一定的难度 。
2 Boost电路结构及特性分析2.1 由UC3842作为控制的Boost电路结构
由UC3842控制的Boost拓扑结构及电路分别如图1和图2所示 。
图2中输入电压Vi=16~20V ， 既供给芯片 ， 又供给升压变换 。开关管以UC3842设定的频率周期开闭 ， 使电感L储存能量并释放能量 。当开关管导通时 ， 电感以Vi／L的速度充电 ， 把能量储存在L中 。当开关截止时 ， L产生反向感应电压 ， 通过二极管D把储存的电能以（Vo-Vi）／L的速度释放到输出电容器C2中 。输出电压由传递的能量多少来控制 ， 而传递能量的多少通过电感电流的峰值来控制 。
整个稳压过程由二个闭环来控制 ， 即
闭环1 输出电压通过取样后反馈给误差放大器 ， 用于同放大器内部的2.5V基准电压比较后产生误差电压 ， 误差放大器控制由于负载变化造成的输出电压的变化 。
闭环2 Rs为开关管源极到公共端间的电流检测电阻 ， 开关管导通期间流经电感L的电流在Rs上产生的电压送至PwM比较器同相输入端 ， 与误差电压进行比较后控制调制脉冲的脉宽 ， 从而保持稳定的输出电压 。误差信号实际控制着峰值电感电流 。
2.2 Boost升压结构特性分析
Boost升压电路 ， 可以工作在电流断续工作模式（DCM）和电流连续工作模式（CCM） 。CCM工作模式适合大功率输出电路 ， 考虑到负载达到lO％以上时 ， 电感电流需保持连续状态 ， 因此 ， 按CCM工作模式来进行特性分析 。
Boost拓扑结构升压电路基本波形如图3所示 。
ton时 ， 开关管S为导通状态 ， 二极管D处于截止状态 ， 流经电感L和开关管的电流逐渐增大 ， 电感L两端的电压为Vi ， 考虑到开关管S漏极对公共端的导通压降Vs ， 即为Vi-Vs 。ton时通过L的电流增加部分△ILon满足式（1） 。
式中：Vs为开关管导通时的压降和电流取样电阻Rs上的压降之和 ， 约0.6~0.9V 。
toff时 ， 开关管S截止 ， 二极管D处于导通状态 ， 储存在电感L中的能量提供给输出 ， 流经电感L和二极管D的电流处于减少状态 ， 设二极管D的正向电压为Vf ， toff时 ， 电感L两端的电压为Vo+Vf-Vi ， 电流的减少部分△ILoff满足式（2） 。
式中：Vf为整流二极管正向压降 ， 快恢复二极管约0.8V ， 肖特基二极管约0.5V 。
在电路稳定状态下 ， 即从电流连续后到最大输出时 ， △ILon=△ILoFf ， 由式（1）和（2）可得
如果忽略电感损耗 ， 电感输入功率等于输出功率 ， 即
由式（4）和式（5）得电感器平均电流
同时由式（1）得电感器电流纹波
式中：f为开关频率 。
为保证电流连续 ， 电感电流应满足
考虑到式（6）、式（7）和式（8） ， 可得到满足电流连续情况下的电感值为
另外 ， 由Boost升压电路结构可知 ， 开关管电流峰值Is（max）=二极管电流峰值Id（max）=电感器电流峰值ILP ， 
3 样机电路设计样机的电路图如图2所示 ， 是基于UC3842控制的升压式DC／DC变换器 。电路的技术指标为：输入Vi=18V ， 输出Vo=40V、Io=2A ， 频率f≈49 kHz ， 输出纹波噪声1％ 。
根据技术指标要求 ， 结合Boost电路结构的定性分析 ， 对图2的样机电路设计与关键参数的选择进行具体的说明 。
3.1 储能电感L
根据输入电压和输出电压确定最大占空比 。由式（4）得
当输出最大负载时至少应满足电路工作在CCM模式下 ， 即必须满足式（9） ， 
【一种由uc3842控制的boost电路设计】
同时考虑在10％额定负载以上电流连续的情况 ， 实际设计时可以假设电路在额定输出时 ， 电感纹波电流为平均电流的20％~30％ ， 因增加△IL可以减小电感L ， 但为不增加输出纹波电压而须增大输出电容C2 ， 取30％为平衡点 ， 即
L可选用电感量为140~200μH且通过5A以上电流不会饱和的电感器 。电感的设计包括磁芯材料、尺寸、型号选择及绕组匝数计算、线径选用等 。电路工作时重要的是避免电感饱和、温升过高 。磁芯和线径的选择对电感性能和温升影响很大 ， 材质好的磁芯如环形铁粉磁芯 ， 承受峰值电流能力较强 ， EMI低 。而选用线径大的导线绕制电感 ， 能有效降低电感的温升 。
3.2 输出电压取样电阻R1、R2
因UC3842的脚2为误差放大器反向输入端 ， 芯片内正向输入端为基准2.5v ， 可知输出电压Vo=2.5（1+R1／R2） ， 根据输出电压可确定取样电阻R1、R2的取值 。
由于储能电感的作用 ， 在开关管开启和关闭时会形成大的尖峰电流 ， 在检测电阻Rs上产生一个尖峰脉冲 ， 为防止造成UC3842的误动作 ， 在Rs取样点到UC3842的脚3间加入R、C滤波电路 ， R、C时间常数约等于电流尖峰的持续时间 。
3.3 开关管S
开关管的电流峰值由式（10）得
Iv（max）=ILP=5.11A
开关管的耐压由式（11）得
Vds（off）=Vo+Vf=40+0.8=40.8V
按20％的余量 ， 可选用6A／50V以上的开关管 。为使温升较低 ， 应选用Rds较小的MOS开关管 ， 要考虑的是通态电阻Rds会随PN结温度T1的升高而增大 。
图4为实测开关管的开关电压波形和电流瞬态波形图 。

3.4 输出二极管D和输出电容器C2
升压电路中输出二极管D必须承受和输出电压值相等的反向电压 ， 并传导负载所需的最大电流 。二极管的峰值电流Id（max）=ILP=5.11A ， 本电路可选用6A／50V以上的快恢复二极管 ， 若采用正向压降低的肖特基二极管 ， 整个电路的效率将得到提高 。
输出电容C2的选定取决于对输出纹波电压的要求 ， 纹波电压与电容的等效串联电阻ESR有关 ， 电容器的容许纹波电流要大于电路中的纹波电流 。
电容的ESR《△Vo/△IL=40x1％/1.33=O.3Ω 。
另外 ， 为满足输出纹波电压相对值的要求 ， 滤波电容量应满足
根据计算出的ESR值和容量值选择电容器 ， 由于低温时ESR值增大 ， 故应按低温下的ESR来选择电容 ， 因此 ， 选用560μF／50V以上频率特性好的电解电容可满足要求 。
3.5 外补偿网络
UC3842误差放大器的输出端脚l与反相输入端脚2之间外接补偿网络Rf、Cf 。Rf、Cf的取值取决于UC3842环路电压增益、额定输出电流和输出电容 ， 通过改变Rf、Cf的值可改变放大器闭环增益和频响 。为使环路得到最佳补偿 ， 可测试环路的稳定度 ， 测量Io脉动时输出电压Vo的瞬态响应来加以判断 。
图5为Cf选用0.0lμF和470pF时动态响应控制波形的区别 ， 上冲下降幅度和复位时间都有差别 。

3.6 斜坡补偿
在实用电路中 ， 增加斜坡补偿网络 ， 一般有二种方法 ， 一是从斜坡端脚4接补偿网络Rx、Cx至误差放大器反相输入端脚2 ， 使误差放大器输出为斜坡状 ， 再与Rs上感应的电压比较 。二是从斜坡端脚4接补偿网络Rx、Cx到电流感应端脚3 ， 将在Rs的感应电压上增加斜坡的斜率 ， 再与平滑的误差电压进行比较 ， 作用是防止谐波振荡现象 ， 避免UC3842工作不稳定 ， 同时改善电流型控制开关电压的噪声特性 。本文采用方法二 。
3.7 保护电路
当UC3842的脚3电压升高超过1V或脚1电压降到1V以下 ， 都可使PWM比较器输出高电平 ， 造成PWM锁存器复位 。根据UC3842关闭特性 ， 可以很容易在电路中设置过压保护和过流保护 。本电路中Rs上感应出的峰值电流形成逐个脉冲限流电路 ， 当脚3达到1V时就会出现限流现象 ， 所以 ， 整个电路中的电感磁性元件和功率开关管不必设计较大的余量 ， 就能保证稳压电路工作可靠 ， 降低成本 。
4 结语按以上原理和计算设计丁输入18V ， 输出40V的80W升压DC／DC电路 ， 整个电路调试容易 ， 工作稳定 ， 可靠性高 ， 效率达80％以上 ， 特别是成本低 ， 已应用于实际设备中 。另外 ， 可根据具体的电路指标要求 ， 对电路灵活控制、变动 ， 设计出其他的应用电路 。

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